И так, в этой схеме входное напряжение, появляющееся на входе микросхемы DA1 равное в данном случае выходному (и синфазному) поступает на вход микросхемы DA2 и далее через конденсаторы С1 и С2 в цепи питания микросхемы DA1. Таким образом напряжение питания действующее на соответствующих выводах питания микросхемы DA1, при соответствующем выборе емкости конденсаторов С1 и С2, будет иметь как постоянную составляющую так и переменную, равную по амплитуде входному (синфазному) напряжению.

Параметры и свойства схемы начнем рассматривать с более или менее очевидных свойств, углубляясь далее в более тонкие ее свойства, и представим это в следующей последовательности. Вначале рассмотрим экспериментальное поведение схемы на ограниченном количестве и составе микросхем при следующих условиях:

• входное напряжение 2 вольта (среднеквадратичное);

• сопротивления «шунта» Rп в цепи питания микросхемы DA1 2кОм, 9кОм, 100кОм;

• сопротивления на входах ОУ R1= R2 = 0 и R1 = 15кОм, R2 = 0 (несимметричный режим);

• сопротивления нагрузки на выходе микросхемы DA1 2,5кОм;

• напряжение питания DA2 +/- 18 вольт для ОУ AD811 и +/- 12 вольт для AD8397;

• напряжение между ножками питания микросхемы DA1 27 вольт (+/-13,5в), Еп = +/-25 вольт;

• емкость конденсаторов С1 = С2 = 47мкФ;

• сопротивление резистора R4 = 1кОм для ОУ AD811 и 0 для AD8397.

• значения элементов корректирующей цепочки R3 = 510Ом, С3 = 340пФ.

Затем, уточняя и варьируя рядом параметров схемы, меняя и некоторые режимы ее работы, расширим рамки экспериментов, коснемся тех или иных ее свойств и ограничений, которые трудно выявить из полученных данных первой серии экспериментов. И только затем рассмотрим характеристики и параметры полной группы микросхем, используемых в эксперименте.

Условия работы, режимы и номиналы элементов схемы приведены выше. Данные  в строке Кг1 в Таблице 41 соответствуют шунтирующему сопротивлению резисторов Rп в цепи питания микросхемы DA1 – 2кОм, в строке Кг2 – 9кОм, в строке Кг3 – 100кОм.

Поскольку в этом режиме буфера DA1 «входные» искажения вызванные сопротивлениями резисторов на входах микросхемы существенно ниже, эксперименты здесь и далее проводились при двух значениях сопротивлений резисторов 0 и 15кОм.

Рассмотрим данные приведенные в таблице и попытаемся выявить закономерности и особенности доступные для наблюдения в этой серии экспериментов.

- Коэффициент гармоник для большинства микросхем существенно ниже по сравнению со стандартным включением ОУ и это снижение зависит от типа микросхемы, лучшая микросхема LME49860, худшая – OP275. Существенно изменился и спектр гармоник: он содержит 1 – 2 гармоники (и при 15кОм на входе) кроме микросхемы OP275 – до 3 гармоник.

- Наблюдается зависимость Кг от сопротивления «шунта» Rп в цепи питания микросхемы.

- Коэффициент гармоник зависит от типа микросхемы буфера DA2.

- «Входные» искажения в этом включении микросхемы существенно ниже. Для лучших микросхем кратность изменения коэффициента гармоник при увеличении резистора на входе до 15кОм здесь около трех, для худшей микросхемы (LME49880) – около десяти.

Как видно из данных приведенных в Таблице 41 коэффициент гармоник у микросхем, включенных по схеме Рис.93, где то на порядок ниже при Rвх = 0 (за исключением ОУ OP275) и на несколько порядков ниже при Rвх = 15кОм по сравнению со «стандартным» включением цепей питания микросхем. Существенно улучшился и спектр искажений – регистрируются одна, две гармоники.

Такое поведение микросхем по отношению к искажениям и спектру гармоник вероятнее всего обусловлено следующими причинами:

- снижением «действующих» значений паразитных емкостей;

- возможным увеличением «эквивалентных» нагрузок внутренних каскадов у ряда микросхем;

- расширением полосы усиления, связанные с первыми двумя пунктами.

Специальных исследований связанных с этими «причинами» я не проводил. Однако обоснованность первого утверждения вытекает как из улучшения характера спектра искажений этой группы микросхем, так и, например, из анализа снижения Кг у микросхемы AD823 и NE5534.

Если рассмотреть коэффициент гармоник микросхемы AD823 в инвертирующем и неинвертирующем включении в «стандартном» режиме питания микросхемы (смотри Таблицу 31), то можно заметить большую разницу в Кг в инвертирующем и неинвертирующем включении (соответственно 0,000044% и 0,00033% для Uвх = 2в). Подобное явление наблюдается и у микросхемы NE5534, так что и здесь вероятнее всего это расхождение вызвано асимметрией внутреннего каскада из-за схемы включения корректирующей цепочки. Как видно из данных приведенных в Таблице 41 коэффициент гармоник у микросхемы AD823 в инвертирующем включении довольно небольшой, и, можно предположить, что включение питания микросхемы по схеме «ПлаНаП» устраняет или ослабляет действие схемы включения корректирующего конденсатора на симметрию соответствующих внутренних каскадов.

 Удобно показать это на микросхеме NE5534, поскольку у нее есть возможность изменить схему включения корректирующего конденсатора. Как показано в четвертом пункте снижения искажений для этой микросхемы при нестандартном включении корректирующего конденсатора соответствующей емкости (смотри Рис.58) Кг существенно снижается и достигает своего «теоретического» значения. Используя оба включения корректирующего конденсатора и включив питание микросхемы NE5534 по схеме «ПлаНаП» можно будет попытаться оценить влияние схемы включения на паразитные емкости микросхемы. С этой целью и был поведен эксперимент, результаты которого представлены в Таблицах 42, 43.

Эксперимент проведен при входном напряжении 1, 2 и 4 вольта, причем при входном напряжении 1 и 2 вольта при сопротивлениях на входе 0 и 15кОм. В качестве буферного каскада DA2 использовалась микросхема AD811, шунтирующие сопротивления в цепи питания микросхемы DA1 Rп = 9кОм. В Таблицах 42, 43 представлены и значения амплитуд спектров гармоник искажений.

Из функциональной схемы приведенной на Рис.90 видно, что конденсаторы С1, С2 и шунтирующие резисторы Rп совместно с дифференциальными  сопротивлениями действующими со стороны  выводов питания микросхемы DA1 образуют дифференцирующие цепочки. В связи с чем, по мере снижения частоты амплитуда переменного напряжения на выводах питания микросхемы DA1 будет уменьшаться, изменятся и фазовые соотношения между этими составляющими напряжения питания и входным напряжением. Отклонение амплитуды и фазы переменного напряжения на выводах питания микросхемы DA1 от входного (синфазного) напряжения, приведет к увеличению  искажений – росту амплитуд гармоник, причем степень этого влияния различна как для амплитуды, так и для фазы этого отклонения.

Исходя из данных эксперимента приведенных в Таблице 41 видно, что коэффициент гармоник микросхемы DA1 зависит от сопротивления «шунта» Rп в цепи питания микросхемы и от типа микросхемы DA2. Коэффициент гармоник микросхемы DA1 так же зависит от сопротивления нагрузки микросхемы DA1 и типа самой микросхемы DA1. В связи с чем, рассмотрим все эти составляющие, формирующие реактивную и резистивную составляющую образующейся RС цепочки,  а так же составляющую, связанную с типом микросхемы DA2 раздельно и более подробно.

Рассмотрим далее резистивные составляющие RC цепочки Rп и Rн, оказывающие влияние на величину искажений микросхемы в области низких частот раздельно, варьируя одной из этих составляющих при постоянстве других.

Резистивная и реактивная составляющая низкочастотной RпС цепочки

В первой части серии экспериментов приведенных ниже выявим влияние  сопротивления шунтирующих резисторов Rп на искажения микросхемы DA1. Переменной в этой серии экспериментов будет сопротивление шунтирующих резисторов при постоянстве сопротивления нагрузки микросхемы DA1 (Rн = 2,5кОм) и с одним типом микросхемы  DA2 (AD811). Результаты этой серии экспериментов представлены в графическом виде на Рис.94, 95. Условия экспериментов те же. Зависимости Кг от Rп снимались при сопротивлениях на входе микросхемы R1 = R2 = 0, R1 = 15кОм и R2 = 0, маркеры на графиках соответствуют следующим значениям сопротивлений Rп: 0,3кОм, 0,5кОм, 2кОм, 4кОм, 9кОм, 100кОм

Как видно из кривых графиков Рис.94, 95, характер поведения соответствующих кривых графиков для всех микросхем довольно  похож друг на друга, за исключением микросхемы OP275. Из кривых графиков видно так же, что для всех микросхем этой группы наблюдается снижение Кг а затем его стабилизация, как при сопротивлении на входе микросхемы 0, так и 15кОм, и только для  микросхемы OP275 при сопротивлении на входе микросхемы 15кОм наблюдается небольшой рост, а затем стабилизация значения Кг. Точки стабилизации значения Кг для всех микросхем выше 2кОм – 4кОм. Еще одна особенность поведения кривых графиков это начальная зона кривых. В начальной зоне кривых графика значения коэффициентов гармоник близки по своему значению и слабо зависят как от сопротивления на входе микросхемы, так и от типа микросхемы.

На кривых графика Рис.95 наблюдаются и небольшие локальные минимумы, и небольшой рост Кг по мере увеличения сопротивления резисторов Rп. Такое поведение кривых в этих зонах вероятнее всего вызвано тем, что здесь имеет место взаимодействие различных составляющих искажений возникающих в микросхеме. Из графиков Рис.94, 95 видно, что начиная со значения сопротивления в цепи питания Rп = 4кОм для большинства микросхем следует зона стабилизации значения Кг. Поэтому в дальнейших экспериментах с некоторым «запасом», если это особо не оговаривается было выбрано сопротивление Rп = 9кОм.

Необходимость введения шунтирующего сопротивления Rп обусловлено следующими соображениями. Дело в том, что в области инфранизких частот микросхема со стороны выводов источников питания ведет себя как «усилитель» этих частот и в схеме наблюдается небольшая синфазная инфранизкочастотная флуктуация напряжения на выводах питания микросхемы относительно общего провода. В связи с чем, сопротивление резисторов Rп с этой точки зрения желательно выбирать минимально возможной величины. С этой же целью в схему введен стабилитрон VD1, снижающий «дифференциальную» составляющую этих шумов. Помимо указанных здесь функций через стабилитрон  VD1 отводится «избыток» тока генераторов тока и тем самым стабилизируется напряжение питания микросхемы. В качестве генераторов тока в этой схеме использовались обычные, выполненные на биполярных транзисторах, согласованные источники тока (17мА). Некоторая «болтанка» напряжения питания микросхемы относительно общего провода никак не отражается на выходном спектре напряжения микросхемы, так как с одной стороны амплитуда колебаний небольшая и весьма низкая, а с другой  - в этой области частот подавление пульсаций источников питания у микросхем довольно большие.

Кривые графика, приведенные на Рис.96 при емкости конденсаторов 47мкФ соответствуют по своему виду кривым, приведенным на Рис.94, а вот при емкости конденсаторов 1мкФ и с резистором на входе микросхемы отличие большое. Наибольшая информативность с точки зрения влияния емкости конденсаторов на искажения видна в плоской части кривых графика. Сопоставляя кривые графика для емкости конденсаторов 47мкФ и 1мкФ можно увидеть существенное возрастание искажений при наличии сопротивления на входе ОУ при уменьшении емкости конденсаторов. В связи с чем, требование на «синфазность» входного и переменной составляющей напряжения питания микросхемы при наличии сопротивления на входе ОУ существенно выше, а это в свою очередь ведет к соответствующему увеличению требования на величину емкости конденсатора.

Вид начального участка кривых графика «С=1мкФ Rвх=0» и «Rвх=15кОм» определяется вероятнее всего  взаимодействием различных составляющих искажений возникающих в микросхеме и наиболее сильно проявляющимся на верхнем графике. Это явление можно использовать с целью достижения минимальных искажений в схеме. Однако оно довольно индивидуально по отношению, как к типу микросхемы, так и к режиму ее работы.

Во второй части этой серии экспериментов рассмотрим влияние сопротивления нагрузки Rн на коэффициент гармоник микросхемы DA1. Результаты этого эксперимента в графическом виде представлены на Рис.97. В этом эксперименте в качестве микросхемы DA1 использовалась так же одна микросхема LME49860 при входном напряжении 2 вольта, сопротивления шунтирующих резисторов в цепях питания Rп = 9кОм. Остальные условия проведения эксперимента те же, а исследовалось здесь влияние сопротивления нагрузки микросхемы DA1 при двух значениях емкости конденсаторов С1 и С2. Сопротивление нагрузки микросхемы здесь варьировались и соответствуют следующему ряду значений: 1,1кОм, 2,5кОм, 5кОм.

Рассмотрим кривые графика, приведенные на Рис.97. Из кривых графиков для емкости конденсаторов С1 и С2 равным 47мкФ видно что начиная где то с Rн = 2,5кОм начинается рост коэффициента гармоник по мере снижения сопротивления нагрузки. Однако этот рост естественен для данной микросхемы и вызван снижением сопротивления нагрузки. Крутизна же роста кривых при емкости конденсаторов 1мкФ, как видно из кривых графика приведенных на Рис.97 заметно выше, что говорит о наличии возрастающей разбалансировке соответствующих напряжений наблюдающихся в схеме. И здесь в области плоской части кривых графика, как и на кривых графика приведенных на Рис.96, видно существенное возрастание искажений при наличии сопротивления на входе ОУ при уменьшении емкости конденсаторов. Однако здесь это влияние менее значительно, чем наблюдалось в предыдущем случае. Можно обратить внимание и на последнюю точку кривых графика – коэффициент гармоник при Rн = 5кОм имеет практически одно значение при емкости конденсаторов 1мкФ и 47мкФ. Таким образом этим и предыдущим экспериментами мы вплотную приблизились к вопросу о выборе емкости конденсаторов С1 и С2.

Емкость конденсаторов С1 и С2 может существенно повлиять на коэффициент гармоник микросхемы DA1 при широкополосных сигналах, поскольку могут измениться не только амплитудное соотношение между входным синфазным напряжением и переменной составляющей в цепях питания, но и их фазовые соотношения. Очевидно, что выбор величины емкости указанных конденсаторов должен определяться нижней частотой в спектре сигнала. В моих условиях экспериментально измерить коэффициент гармоник с необходимой точностью в нижней части звукового диапазона не представляется возможным, в связи с чем, ниже будет дана косвенная оценка этого влияния и рекомендации по выбору емкости этих конденсаторов.

Из кривых графиков Рис.98 видно что существенный рост коэффициента гармоник при наличии резистора во входной цепи ОУ начинается с емкости конденсаторов С1 и С2 около 3,3мкФ. Если принять соответствующее увеличение коэффициента гармоник при емкости 1мкФ за допустимую норму, тогда на частоте например 20Гц при линейной экстраполяции емкости конденсаторов должны быть не менее С1 = С2 =  500мкФ. При более жестких требованиях на изменение коэффициента гармоник в области низких частот емкости конденсаторов необходимо еще более увеличить.

Увеличение значений емкостей конденсаторов С1 и С2 необходимо как это было показано в предыдущем эксперименте и при снижении сопротивления нагрузки Rн на выходе микросхемы DA1. В связи с чем емкость  конденсаторов С1 и С2 необходимо еще более увеличить (в несколько раз) по сравнению с рекомендуемым выше.

Помимо нелинейности самой микросхемы в области высоких частот в предлагаемой схеме на искажения микросхемы DA1 косвенно оказывает влияние и ее такой параметр как PSRR, характеризующий величину подавления пульсаций источников питания, нелинейность, скоростные характеристики и величина запаса устойчивости микросхемы DA2 при единичном усилении, частота среза интегрирующей цепочки R3C3. Как показал эксперимент, без интегрирующей цепочки R3C3 схема работает неустойчиво в связи с чем, для устранения этого явления частоту среза интегрирующей цепочки приходится выбирать в пределах 1мГц – 5мГц в зависимости от типа микросхем и «качества» переходных характеристик. В связи с довольно не высокой частотой  среза интегрирующей цепочки R3C3 предъявляемые требования к скоростным характеристикам микросхеме DA2 не очень высоки. С целью обеспечения устойчивой работы с любой здесь используемой микросхемой в предыдущих экспериментах частота среза интегрирующей цепочки R3C3 была выбрана с «запасом» - около 1мГц.

Далее попытаемся оценить влияние частоты среза интегрирующей цепочки на величину искажений микросхем в области высоких частот. Ранее было показано влияние RC цепочек на искажения микросхемы DA1 в области низких частот, причем говорилось, что степень этого влияния на искажения различна как для амплитудной, так и для фазовой составляющей рассогласования напряжений. В области высоких частот как показал эксперимент показать раздельное влияние величины рассогласования напряжений на искажение связанных с изменением их амплитуды и фазы несколько проще, к тому же можно одновременно оценить и влияние частоты среза R3C3 цепочки на линейность микросхемы DA1 в  этой области. Здесь также как и в области низких частот, оценка косвенная – изменяемый параметр частота среза RC цепочки. Однако в области высоких частот такая оценка менее корректная, так как в этой области частот по сравнению с низкими частотами параметры микросхемы подвержены довольно сильному изменению. Тем не менее, с определенными оговорками попытаемся это показать.

И так в первом эксперименте оценим влияние частоты среза RC цепочки на искажения микросхемы DA1 в области высоких частот. Эксперимент и здесь проведен с одной микросхемой LME49860 при сопротивлении на ее входе 0 и 15кОм, входное напряжение 4 вольта, тип микросхемы DA2 – LME49710. Результаты эксперимента представлены в графическом виде на Рис.99. Маркеры на кривой графика соответствуют следующему ряду значений емкости конденсатора С3: 10000пФ, 3000пФ, 2200пФ, 820пФ, 400пФ, 68пФ.

Из кривых графика Рис.99 видно, что и в области высоких частот требование на «синфазность» входного напряжения и напряжения в цепях питания при наличии сопротивления на входе микросхемы так же более высокие. Видно также, что рост коэффициента гармоник начинается с частоты 380кГц (820пФ) и где то на частоте 100кГц (3000пФ) для кривой «Rвх=0» удваивается. Если принять удвоение Кг за норму то на 20кГц частота среза должна быть более 200кГц, что соответствует С3 = 1500пФ, при этом коэффициент гармоник с сопротивлением на входе 15кОм в 3 – 4 раза выше. Таким образом, при частоте среза корректирующей цепочки 1мГц – 5 мГц и полосе частот 20кГц остается «запас» 5 – 25 раз, который позволяет расширить  верхнюю частоту входного сигнала на этот же коэффициент. Это утверждение справедливо при сохранении значений характеристик микросхемы и в этом диапазоне частот (100кГц – 500кГц). Реально в этом диапазоне частот практически у всех микросхем резко возрастают «собственные» искажения, которые могут даже превысить «входные» искажения, в связи с чем, требование на «синфазность»  напряжений входного и в цепях питания здесь могут быть менее «жесткими». Учитывая это, а также возможное снижение амплитуды входного напряжения в этом диапазоне частот вполне реально вести обработку сигнала в этом диапазоне частот. При обработке сигналов «звукового» диапазона спектральная плотность гармоник в этом диапазоне частот (100кГц – 500кГц) ничтожна, и говорить о «входных» искажениях не приходится.

Были проведены и эксперименты по некоторой оптимизации корректирующей цепочки при использовании микросхемы AD811в качестве буферного каскада DA2. В результате этих экспериментов схема корректирующей цепочки несколько изменилась: в вертикальное плечо RC цепочки, состоящее из одного конденсатора С3, добавлен последовательно включенный дополнительный резистор сопротивлением 200Ом и уменьшено значение емкости конденсатора.

В последующих экспериментах использовались следующие приборы:

- генератор прямоугольных импульсов, крутизна фронта 50нс, частота следования импульсов около 10кГц, форма сигнала меандр, амплитуда выходного напряжения +/-2в или +/-4в, выходное сопротивление 50Ом;

- цифровой двухканальный осциллограф с полосой пропускания 100мГц, испытуемый сигнал подавался на один из входов осциллографа, с помощью щупа имеющий ослабление 1/10 (с целью снижения паразитной емкости кабеля Сщ = 15пф), второй канал осциллографа подключался непосредственно к выходу генератора импульсов.

Как показали последующие эксперименты, переходная характеристика довольно симметрична на фронт и спад импульсов для большинства микросхем в связи с чем, далее будут приведены переходные характеристики только на фронт импульсов.

И так на рисунках Рис.101 – Рис.106 представлены результаты первого эксперимента, причем на Рис.101, 102 приведены переходные характеристики характерные для микросхем первой группы (LME49860), а на Рис.103, 104 для микросхем второй и третьей групп (LT1468 и NE5534). Как видно из осциллограмм цена деления по вертикали два вольта на клетку, по горизонтали – 200нс на клетку. Емкость корректирующего конденсатора С3 во всех этих экспериментах, если не оговаривается особо 120пФ.

На верхней осциллограмме Рис.101 приведены две переходные характеристики микросхемы LME49860, одна из которых снята с выхода микросхемы DA1 в соответствии со схемой, приведенной на Рис.93 (кривая голубого цвета). Вторая кривая (кривая красного цвета) снята также с выхода микросхемы DA1, но с разорванной цепью отслеживания напряжений питания (неинвертирующий вход микросхемы DA2 соединен с общим проводом). Такое представление осциллограмм при их сопоставлении позволяет оценить влияние цепей отслеживания напряжений питания схемы, на переходные характеристики исследуемых микросхем.

Точки перехода переходной характеристики для микросхемы NE5534 менее выражены, как и у микросхемы LME49860, но расположены выше как у микросхемы LT1468. Здесь для этого типа микросхемы оптимальная величина  емкости конденсатора находится так же в диапазоне емкости 100пФ – 150пФ, как и у микросхемы LT1468.